功率放大电路与Multisim仿真学习笔记

前言

今天开始写功率放大电路

功率放大电路的特点

• 要向负载提供足够大的输出功率，即电压放大与电流放大。
• 最大输出功率：$$P_{om}=\frac{U_{cem}}{\sqrt{2}}\cdot\frac{I_{cm}}{\sqrt{2}}=\frac{1}{2}U_{cem}I_{cm}$$$U_{cem}和I_{cm}$分别为集电极输出的正弦电压和电流的最大幅值。
• 功率放大电路的效率：$$\eta=\frac{P_{o}}{P_V}$$$P_{o}$为放大电路输出给负载的功率，${P_V}$为直流电源$V_{CC}$提供的功率

推挽电路

如下图所示  由图可知，在输入信号的正半周期时，$VT1$导通，$VT2$截止；在负半周期时，$VT2$导通，$VT1$截止；两个三极管在不断地交替导通和截止，两者的输出在负载上合并得到完整周期的输出信号。这种电路称为推挽电路。 当输入电压为零时，两个三极管均截止，静态功耗为零。 加上正弦输入电压后，两个三极管轮流导通，三极管的平均功耗相对较小，使直流电源提供的功率较多地传送给负载。

OTL互补对称电路

由我上一篇写的共集电极放大电路与Multisim仿真学习笔记可知，当负载电阻过小时，射极跟随器输出波形底部会被截去。为改善这种缺点，将发射极负载电阻换成PNP型晶体管，如下图所示  使用配对的PNP型2N5401三极管代替发射极负载电阻。npn型三极管将电流推给负载，PNP型三极管吸收电流，所以称为推挽型射极跟随器。该电路输入输出波形如下图所示  可见当负载为$100\Omega$时，取出了$\pm23mA$的电流，但输出波形底部并没有被截去。不过，在$0V$附近出现了交越失真，这是因为基极与发射极电位差小于0.7V，三极管截止，所以在输出波形中央产生$\pm0.7V$的盲区。 像这种输出端省去变压器，输入端通过大电容$C_1$连接两个三极管的基极，输出端通过大电容$C_2$连接负载，称为OTL电路。 上面电路为OTL乙类互补对称电路（每管的导电$180^\circ$，称为乙类电路；上一篇写的射极跟随器导电$360\circ$，称为甲类电路；两者间为甲乙类电路）。可测得此电路静态基极电位$U_B=6V$. 另外，经过对此电路测试，可知当输入信号一定时，两个三极管的基极电流与负载存在以下关系$$I_C=\frac{V_{CC}/2-U}{R_L}$$输入3V正弦信号时，此电路集电极电流$$I_C{\approx}\frac{6V-5V}{100\Omega}=10mA$$$I_C$的最大电流为$$I_{cm}=\frac{V_{CC}/2-U_{CES}}{R_L}$$ 为改进改电路存在的交越失真，加入二极管消除晶体管的盲区，如下图  加入2N4007二极管后可见$U_{B1}=6.5V$，$U_{B2}=5.5V$，而发射极电压$U_E=6V$,使得两个三极管的基极与发射极间的电位差为$0.5V$,所以输入信号在$0V$附近变化时，发射结能导通。可见二极管的压降抵消了晶体管的$U_{BE}$，消除了交越失真。波形如下图  然而，由于温度的升高，使得$U_F>U_{BE}$,输入电压为$0V$时也导通，导致集电极电流作为空载流动，导致加大集电极电流，造成热击穿。可改进成下图形式  $R_5$和$R_6$作用是防止空载时集电极电流过大，但也会使得输出阻抗增加。 二极管用三极管代替，得$$U_B=U_{3CE}=(R_3+R_4)i=\frac{R_3+R_4}{R_3}\cdot{U_{3BE}}$$改变$R_4$与$R_3$之比，将$U_B$设为$2U_{3BE}$，即$U_B=U_{1BE}+U_{2BE}$（理想认为$U_{3BE}=U_{1BE}=U_{2BE}$，但实际上由于晶体管的不同，调整$R_3$或$R_4$使$U_B=U_{1BE}+U_{2BE}$即可）。 上图实验$U_B=1.379V$时,输出波形几乎贴近于输入电压波形，如下图所示 

小型功率放大器设计

例：设计电压增益$20dB$，输出功率$0.2W$以上（$8\Omega$负载）的功率放大器。 前置电路为共发射极放大电路，后置电路为设计跟随器，如下图  1. 确定直流电源电压 电源电压由输出功率决定$$U_o=\sqrt{P_o\cdot{Z}}=\sqrt{0.2W\times{8\Omega}}=1.26V$$$$V_{p-p}=2\sqrt{2}U_o=3.6V$$ 这里选12V单电源。 2. 确定共射放大电路 负载电流峰值为$1.8V/8\Omega=225mA$,则共射放大电路提供的基极电流为$225mA/\beta=1.7mA$共射极放大电路集电极电流要比其大得多，取$10mA$。 发射极电位取$2V$,则发射极负载电阻为$2V/10mA=200\Omega$ 根据第一篇讲的晶体管放大电路与Multisim仿真学习笔记，计算得$R1$取$4k\Omega$，$R_2$取$12k\Omega$。 将$Q_4$集电极电位定为$7.4V$,则$$R_9=\frac{12V-7.4V}{10mA}=460\Omega$$取标称值电阻$470\Omega$。 取$R_3=22\Omega$，$R_4=180\Omega$,则电压放大倍数约为21倍（由于损耗，需要高于要求的放大倍数）。 3. 射极跟随器偏置电路 取流过$R_5$与$R_6$的电流为$10mA/10=1mA$，则$$R_5=\frac{u_{BE}}{I}=\frac{0.7V}{1mA}=700\Omega$$取标称值电阻$680\Omega$,由上面讲的可知，$R_6$与$R_5$相同即可。 4. 确定设计跟随器发射极电阻 $R_7//R_8$取负载电阻十分之一以下，这里取$R_7=R_8=0.5\Omega$，此外调整电路空载时$Q_1$和$Q_2$发射极间的压降到希望的值。将空载电流（输入信号为零）设为$30mA$，调整$R_6$使其压降为$30mV(1\Omega\times30mA)$。 5. Multisim仿真验证 设置好参数进行仿真，如下图  可见$8\Omega$负载时，该功率放大器电压放大倍数为$$1.277V/125.672mV\approx10.16倍(理论计算得负载电压为1.26V，满足要设计要求)$$ 输出电流为$$159.645mA(理论峰值电流为225mA，有效值为159mA,满足要求)$$则输出功率为$$P_o=1.277V\times159.645mA\approx0.2W$$ 前置射极放大电路与后置射极跟随器输出电压波形如下图 

OCL互补对称电路

由于OTL电路输出端通过大电容连接负载，在低频时容易失真，而且大电容由电感效应，高配时将产生相移，并且大电容无法用于集成电路。 将输出端大电容去掉，两个三极管分别用两路正负直流电源供电，这种电路称为OCL电路，如下图所示  根据上面所学的方法设计好电路，该电路输出电压波形图如下所示  完美的输出波形。好啦，本篇完结！

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来源：oschina

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