VCE

大家周一好。 这两天看到国内外的媒体都在报导Gartner发布了首次集成系统的魔力象限，但国内的媒体重点强调华为是唯一入围的国产厂商，没有太关注这篇报告的内容。今天西瓜哥下载整篇报告阅读了一下，觉得还是有必要做一个分享。 需要看英文原文的请点击最后的阅读原文链接。不想看的，请看看西瓜哥的解读。 《Magic Quadrant for Integrated Systems》 这份报告是Gartner的三个分析师 Andrew Butler, George J. Weiss, Philip Dawson编写的，2014年6月16日正式发布。 为什么Gartner要迫不及待地发布这份报告，因为Gartner认为，这个市场每年的增长都超过50%，发展非常快，很多客户也希望Gartner推出集成系统的魔力象限，辅助客户进行选择。因为很多CIO采购的时候，都会特别关注Gartner的魔力象限。 其实西瓜哥最关心的是SSA固态阵列的魔力象限，可惜Gartner一直没有发布。集成系统其实很多也应用在高端市场，和高端存储也有一定的竞争关系，因此我们来一块看看这个市场。 首先我们看一下Gartner如何定义集成系统。Gartner认为， 集成系统必须包含服务器、存储、网络基础架构，还有系统管理软件。这4样东西缺一不可。 Gartner把集成系统分成4类： Integrated stack

共射级放大电路的放大倍数较高，但是其输出阻抗较高，我们必须设计电路使得其输出电阻小，受负载影响小！ 一．共集电极放大电路分析 1. 计算及分析方法 2. 主要用途 （ 1 ）用作高输入电阻的输入级，因为其输入电阻大。 （ 2 ）用作低输出电阻的输出级，输出电阻小。 （ 3 ）用作中间隔离级。 3. 实际应用电路分析及选型 1.具体电路的设计及分析： 电源：大于最大输出电压，且将电源电压提高Vce(sat)处理。 晶体管选型：根据最大输出电流确定静态工作电流Ie , 且使Ie大于最大输出电流 。Vcb和Vceo大于电源的值。 确定Ie; 功耗计算：Pc=Vce*Ie<Pcm;查阅datasheet可确定最大工作温度，决定是否应该加散热片。 判断Ie合理性 ; 基极偏置电压一般设计为1/2Vcc，Ve=0.6+1/2Vcc， 确定Ve和Re; 在基极偏置电路中，假设Hfe为200，且一般假设流动电流为基极电流的10倍左右，故 可确定R1和R2的具体值。 R1=R2; 电容的确定，耦合电容构成高通滤波器，决定截止频率，根据实际电路确定其值 的大小； 输入输出同相输入阻抗高易构成震荡，去耦电容的添加很关键。 2.射极跟随器的性能 （1） 输入电阻的测量方法，输入端串联电阻Rs，上面电路测量的输入电阻为两个偏置电阻并联的值,输入阻抗为 偏置电阻并联值 。 （2）输出电阻的测量方法

模电总复习之爱课堂题目概念整理 C hapter 1 1） 设室温情况下某二极管的反偏电压绝对值为 1V，则当其反偏电压值减少100mV时，反向电流的变化是 基本不发生变化 。 2） 二极管发生击穿后，在击穿区的曲线很陡，反向电流变化很大，但两端的电压降却几 乎 不变。 3） 二极管的反向击穿分为雪崩击穿和齐纳击穿两类。 4） 齐纳击穿的反向击穿电压小于 6V。 5） 二极管电击穿是可逆的，热击穿不可逆。 6） 在 P型半导体中，多子是 空穴 ，少子是 自由电子 。 7） 在 P型半导体中：在室温下，当温度升高时，空穴的浓度将会 近似不变 。 8） 在 P型半导体中：在室温下，当温度升高时，自由电子的浓度将会 升高 。 9） 温度每增加 10摄氏度，硅或锗二极管的反向饱和电流约增为原来的 2 倍。 10） 二极管的伏安特性曲线可以被分为三个工作区域，分别为 正向工作区 、 反向 工作区 和 反向击穿区 。 11） 不管温度有多高，本征半导体中自由电子的浓度等于与空穴的浓度。 12） 二极管的反向电流大小主要决定于少子浓度。 13）N、P型半导体对外显电中性。 C hapter 2 1） 有一 PNP型三极管的发射结正偏、集电结正偏，则 基极电位最低 。 2）PNP型晶体管工作在饱和区时 ， 发射结和集电结都正偏 。 3） 厄尔利（ Early）电压反映的是晶体管的 基区调宽效应 。

这部分通过分析共射级放大电路说明电路设计的一般步骤，并分析电路的各项参数！ 一．共射集电极放大电路分析 1. 基本结构 （ 1 ）直流通路：所有电容断路，电感短路，直流电源保留。 （ 2 ）交流通路：直流电源短路，根据频率高低决定电容盒电阻的情况。 （ 3 ）非线性失真分析方法 1. 直流分析 2. 交流分析 画出交流的等效图，用小信号模型代替三极管，分析各项参数，此部分较为熟练，结合实际应用电路分析一个模型即可。 其他放大倍数、输入电阻、输出电阻等参数按照公式计算，参照下面的例子进行计算。 例题：Q点稳定的分压式偏置电路 3. 实际应用电路分析及选型 1.具体电路的设计及分析： 确定发射级电流Ie的值，参考Ie与特征频率fT的关系确定，且需要小于最大额定值，最大额定值查阅datasheet即可； 经验： 小信号共发射极放大电路的Ie可以取0.1mA致数mA，中功率管则在几毫安到几十毫安，大功率管则在几十毫安到几安培。 Rc和Re的确定，电路的放大倍数已知，且其大小为Rc与Re的比值， Re上的直流压降需要在1-2V之间；Vce为电源电压的一半，一般可取Re为100欧 ；由此可以得出Rc和Re的大小。接下来需要验证设计的合理性：首先计算静态功耗Pc=Vce*Ic，是否小于Pcm；接下来仿真观察放大器是否存在非线性失真，若Rc太大，则压降变大，输出振幅较大时，集电极电位靠近发射级电位

回到目录 （续上小节） 3. 分压偏置 前面的“改进型固定偏置”电路，虽然情况比原始的固定偏置电路好了一点，但还是不太理想，于是人们又设计出了性能更加稳定的 分压偏置 （voltage-divider bias configuration）电路，如下图所示： 图3-6.06 分压偏置电路的稳定性非常完美，放大系数 β 的变化对输出静态工作点I C 和V CE 几乎没有什么影响，我们在下面的分析中可以验证这一点。 对于分压偏置的输入端分析，有“近似分析”和“精确分析”两种方法，一般在实际工程应用中，“近似分析”法基本就够用了，但是“精确分析”法你也是需要掌握的。对于学习来说，仔细揣摩和比较这两种方法，可以增强你对模拟电路关于什么时候可以作简化的直觉。 （1） 近似分析法 ● 输入静态工作点： 我们将分压偏置的共射放大电路重画于下，在直流分析（静态分析）时，可将动态输入电压v i 视为0。 图3-6.07 上图中，由于I B 为微安级，而I 1 和I 2 都为毫安级，因此，可以近似认为：I 1 ≈I 2 。 作了如上近似后，基极B点的电压V B 就很好算了，就是R B1 和R B2 对V CC 的分压： 而E点电压V E 即为： 至于I B ，由于我们刚才已经将I B 近似为0了，故这里I B 就无法再计算了。好在近似分析法中，即使我们不计算I B ，也不影响后面的“输出静态工作点

回到目录 BJT共射级电路放大器是比较常用的一种放大电路，不同于前面的共基级放大器单一的电路形式，共射级放大器的设计比较灵活，历史上人们曾经设计出过很多各种各样的共射级放大器。最常用的是以下三种形式的共射放大电路（见下图3-06.01）。一般只要掌握了这三种电路的共通分析方法，那以后再遇到其他比较偏门的共射电路时，我们也可以按照我们已掌握的共通方法，分析出其基本电路特性。 图 3-6.01 1. 固定偏置 固定偏置（fixed-bias configuration）是最简单的共射放大电路结构，我们现以npn型晶体管为例对齐进行直流分析。 （1） 输入静态工作点 我们将固定偏置的共射放大电路重画于下，在直流分析（静态分析）时，可将动态输入电压vi视为0。 图 3-6.02 对于输入端回路，BJT的发射结正偏，我们采用简化分析模型，假设VBE固定为0.7V。因此在输入回路可得： 上式的IB即为输入端的静态工作电流，在上式中我们可以取合适得RB，而得到一个比较合理得IB值（一般为几个微安级）。 （2） 输出静态工作点 输出静态工作点，即为求VCE和IC，我们将输出回路的电压电流关系画于下图： 图 3-6.03 当BJT工作于正常的放大区时： 在输出回路可得： 上两式中的VCE和IC即为输出的静态工作点。 （3） 饱和条件 在共射电路中的饱和条件与共基电路稍有不同，在共基电路中，VCE

回到目录 在共集组态中，“输入端口”和“输出端口”共用BJT的集电极端子（故称为“共集”），形成一个双端口网络，如下图所示： 图3-7.01 由于共集组态的电路接法和共射组态的电路接法类似，只是输出端从发射极取出而已，所以共射组态电路的各种输入输出特性和分析结果可以直接用到共集组态上，这里就不再赘述了。而且，共集组态的放大电路也比较简单，只有一种用法：就是放大倍数为1的放大器，如下图所示： 图3-7.02 从上图中可以看到，共集放大电路和共射放大电路的电路接法非常相似，只是输出端v o 从发射极取出而已。由于其输出端从射极取出，而且放大倍数只有1（即：输出电压等于输入电压），所以这个电路还有一个更常用的名字，叫做：射极跟随器（emmiter-follower）。 至于放大倍数为1的放大器到底有什么用，这个我们在下一章BJT放大电路的交流分析会讲（主要是用来作阻抗匹配用）。在这一小节里，我们仅对它作直流分析。和“共射放大电路的分压偏置”类似，这个共集放大电路的直流分析（求静态工作点）也有“近似分析”和“精确分析”两种方法，在掌握了前面分压偏置电路的两种分析方法后，现在这个电路的直流分析计算对我们来说应该是小菜一碟啦： （1） 近似分析法 图3-7.03 在近似分析法中，将I B 近似视为0，因此基极电压V B 为： 发射结电压V BE 近似视为0.7V，因此发射极电压V E 为：

回到目录 在这一小节中，我们详细分析BJT的共射组态电路，共射组态是BJT最常用的一种放大组态。在BJT的共射组态中，“输入端口”和“输出端口”共用BJT的射极端子（故称为“共射”），形成一个双端口网络，如下图所示： 图 3-5.01 我们可以将其画成以下的PN结形式，来分析在共射组态电路连接的偏置下，载流子的流动情况： 图 3-5.02 我们以上面左图的npn为例进行分析：在图中，发射极结正偏，且使V CC 大于V BB 从而使得集电结反偏。 先来看发射结得情况：当发射结正偏时，发射区的自由电子大量进入基区，形成发射极电流I E 。由于基区掺杂浓度很低，从发射区过来的自由电子只有很小一部分能与基区的空穴复合，然后在基区的价带运动到基极端子，再通过导线回到电源V BB 的正极，从而构成基极电流I B （一般为微安级）。 前面说过，基区通常做得非常薄，所以从发射区过来的大量剩余的自由电子，会继续向前运动穿过反偏的集电结，从而进入集电区，然后在电源V CC 正极的吸引下，在集电区的导带运动到集电极端子，再通过导线回到电源V CC 的正极，从而构成集电极电流I C 。 至于由基区的空穴运动构成的电流，由于基极的掺杂浓度很低，对总电流的影响很小，故基极的空穴电流我们就忽略不考虑了。 从图中可以看到，在共射组态时，基础公式仍然成立： 在后面的分析中，我们都将以npn型晶体管为例进行分析

回到目录 （续上小节） 4. 集电极反馈偏置 前面的“分压偏置”电路虽然性能非常稳定，比较完美地解决了 β 参数偏移的问题，但也有缺点，其缺点就是功耗太大。 就拿前面的案例3-6-2来说，为了维持基极的分压稳定点，分压偏置的两个电阻要消耗的电流约为：15V / 22kΩ≈0.68mA。 也就是说，仅仅为了维持这个分压点，就要消耗一个毫安级的功耗，这是非常不划算的，因此人们又设计出了 集电极反馈偏置 （collector feedback configuration）电路，这个电路的静态功耗比分压偏置小，但是稳定性会有一点点受 β 参数影响，也就是说，性能介于“分压偏置”和“改进的固定偏置”之间，算是一个折中方案吧。电路图如下所示： 图3-6.12 （1） 静态工作点分析 到目前为止，我们对如何计算静态工作点应该已经很熟悉了。在这个电路中，输入和输出静态工作点可以很容易地列出计算式，如下图所示： 图3-6.13 根据上图中的电流关系，我们可以列些出总的KVL方程： 然后就是取近似的魅惑时刻： • I CB = I C +I B ≈ I C = β I B • I E ≈ I C = β I B 将I CB 和I E 代入上式，可得： 解得输入静态电流I B 为： 若BJT晶体管工作于放大区，可得输出静态工作电流为I C 为： 输出静态工作电压V CE 为： （2） 参数 β

实践表明，一个电子装置，即使按照设计的电路参数进行安装，往往也难于达到预期的效果。这是因为人们在设计时，不可能周全地考虑各种复杂的客观因素（如元件值的误差、器件参数的分散性、分布参数的影响等），必须通过安装后的测试和调整，来发现和纠正设计方案的不足，然后采取措施加以改进，使装置达到预定的技术指标。因此，调试电子电路的技能对从事电子技术及其相关领域工作的人员来说，是不应缺少的。 ◆ 调试的常用仪器： 稳压电源、万用表、示波器、频谱分析仪和信号发生器等。 ◆ 电子电路调试包括两个方面： 测试、调整。 ◆ 调试的意义： 一是通过调试使电子电路达到规定的指标；二是通过调试发现设计中存在的缺陷，并予以纠正。 电子电路调试的一般步骤 传统中医看病讲究“望、闻、问、切”，其实调试电路也是如此—— ◆ 首先“望”， 即观察电路板的焊接如何，成熟的电子产品一般都是焊接出的问题； ◆ 其次“闻”， 这个不是说先把电路板闻下，而是说通电后听电路板是否有异常响动，不该叫的叫了，该叫的不叫； ◆ 第三“问”， 如果是自己第一次调试，不是自己设计的要问电源是多少？别人是否调过？有什么问题？ ◆ 第四“切”， 元器件有没焊全、芯片焊接是否正确、不易观察的焊点是否焊好？ 一般而言，调试前做好这几步，就可发现不少问题。 根据电子电路的复杂程度，调试可分步进行：对于较简单系统，调试步骤是：电源调试→单板调试→联调